射频MOS功率放大电路模拟器的设计的具体方案分析射频功率放大器的特性与使用好坏分析

  射频MOS功率放大电路模拟器的设计的具体方案分析，射频功率放大器的特性与使用好坏分析

  本文设计的50MHz/250W 功率放大器采用美国APT公司生产的推挽式射频功率MOSFET管ARF448A/B进行设计。APT公司在其生产的射频功率MOSFET的内部结构和封装形式上都进行了优化设计，使之更适用于射频功率放大器。下面介绍该型号功率放大器的电路结构和设计步骤。

  高压射频功率放大器的设计与传统低压固态射频功率放大器的设计过程有着显著的不同，以下50MHz/250W功率放大器的设计过程将有利于工程技术人员更好的掌握高压射频功率放大器的设计方法。

  功率放大器的输入阻抗可以用一个Q值很高的电容来表示。输入电容的取值可以参照相应的设计表格，从中可以查出对应不同漏极电压时的电容取值。当ARF448的漏极电压为125V时，对应的输入电容值为1400pF。输入阻抗取决于输入功率、漏极电压以及功率放大器的应用等级。单个功率放大器开关管负载阻抗的基本计算公式如式（1）所示。

  注意，利用公式（1）可以准确的计算出A类、AB类和B类射频功率放大器的并联负载阻抗，但并不完全适用于C类应用。对于C类射频功率放大器，应当采用式（2）：

  可以算出，当Vdd为150V时，Rp的取值相当于Vdd为50V时的9倍，这对输出负载匹配非常有利。但是，必须要格外注意的是，此时功率 MOSFET输出电容的取值并没发生明显的变化。由于高压状态下的并联输出阻抗显著增大，输出容抗也将显著增大。换句话说，此时输出容抗将起最大的作用。因此，在设计过程中，应当采取对应的措施克服输出容抗的作用。

  推挽工作过程需要一个平衡电路，每个开关管的漏极均与一个双股扼流电感相连，采用这样的结构有利于磁通的平衡。

  综合考虑最大输出功率和最坏工作条件，Vdd应取为125V。这样，每个开关管将提供125W的输出功率，与1400pF的输出电容Cos并联的漏极阻抗为90欧姆。能够使用增加分流器或串联电感的方法对输出电容进行补偿。由于已经在开关管的漏极上采用了双股扼流电感，因此输出电容补偿方法可优先考虑采用串联补偿电感。

  为了使漏极阻抗呈纯阻性，应当在开关管的漏极上串联电感。Rp能够最终靠公式（2）计算得到，而Cos是Vdd的反函数。计算出Rp和Xcos之后，选取适当地串联电感，能轻松实现共扼匹配，如图2所示。其中，Cop与并联输出阻抗Cos有关。

  通过公式（2）可以计算出Rp等于90欧姆，输出电容为125pF。在50MHz频率下，电抗Xcos为－j25.4欧姆。由此能够算出Rs为6.6欧姆，而所需的最优取值为6.25欧姆。这就需要将漏极电压稍稍调低或者将输出功率

  稍稍调高就可以获得所需的最优取值。但是，在实际在做的工作过程中，若无法通过调整漏极电压或输出功率的方法获得所需的串联等效阻抗值，可优先考虑在开关管上并联一个电容以增大Cos的取值，这样Ls的取值也将相应的变化。增大Ls使Xcos过补偿可以增大有效Rs值。如果在负载端增加一个分流电容，可以增大有效Rs值。图3中的电容C8就是这一个分流电容。这样，电感、分流电容和输出电容就构成了一个形网络。

  尽管功率放大器的DC非常高，但是由于工作频率高达50MHz，MOSFET的输入电容将使其输入阻抗呈现射频短路状态。虽能通过增加匹配网络来实现阻抗匹配，但是匹配网络的Q值将很高，其成本也将大幅度的提升。最适宜的方法是采用一个简单的电感网络来控制变换过程。

  输入阻抗在功率放大器工作过程中并不是固定不变的，由于密勒电容效应的作用，输入阻抗的变化范围将相当大。

  图3是50MHz/250W功率放大器的电路原理图。门极匹配通过变压器和调谐网络实现。变压器能提供推挽结构所需的平衡输入。推挽结构可以使单个MOSFET的有效输入阻抗增大约四分之一。注意，变压器次级不能悬空，应通过接地电阻接地。输出电路采取前面提到的串联补偿方法，大电感用于获得满意的输出电阻匹配效果，电容C8是输出电感网络的分流电容。T2是双股环形分流扼流电感，该电感位于L2/L3补偿扼流电感的低阻抗端，射频电压对它的影响很小，因此不会饱和。输出耦合电容需要承担射频电流，因此就需要采用表面积较大的型号。

  图4为实际电路布局图，该电路采取双面覆铜板，直接固定在散热器上。线路板背面均为表面贴元件。而开关管则通过板上的矩形孔直接固定在散热器的底面。

  图5和图6所示分别为C类功率放大器在50MHz频率条件下，增益和效率与输出功率之间的关系图。从图中可知，输出功率为150W时的增益最大，高出设计值约4dB，这还在于C类功率放大器工作过程中有必要进行压缩，因此实际工作时还是能够很好的满足设计的基本要求的。而最大效率则出现在输入和输出之间实现共扼匹配的时候。

  在对实际电路进行检测验证时，将Vdd以5V步长由110V增大到135V，实验结果清楚地显示增益和效率的最佳值出现在125V时。对电路重调后，将电压范围扩大到100V－150V，也能获得满意的效果，但是此时将也许会出现峰值效率的情况。如果逐步扩大电压范围，L2和L3的值就需要作相应的改动。

  负载冗余测试是在25:1的驻波比条件下进行的。用一根同轴电缆作衰减器，通过调谐电路改变反射系数的相位，结果并未发生不稳定的现象。

  前面介绍了50MHz/250W射频功率放大器的设计方法，该办法能够推广到其他高压射频功率放大器的设计过程中。利用APT公司的专用射频功率MOSFET将极大的简化射频功率放大器的设计过程。

  身为射频工程师，工作多多少少都会涉及到功率放大器。功率放大器能够说是很多射频工程师绕不过的坎。功能、分类、性能指标、电路组成、效率提升技术、发展的新趋势关于射频功率放大器，该知道的你都知道么？快来补补课吧！

  射频功率放大器RFPA是发射系统中的主要部分，其重要性不言而喻。在发射机的前级电路中，调制振荡电路所产生的射频信号功率很小，需要经过一系列的放大 一缓冲级、中间放大级、末级功率放大级，获得足够的射频功率以后，才能馈送到天线上辐射出去。为了获得足够大的射频输出功率，一定要采用射频功率放大器。功 率放大器往往是固定设备或终端的最昂贵、最耗电、效率最低的器件。

  在调制器产生射频信号后，射频已调信号就由RFPA将它放大到足够功率，经匹配网络，再由天线发射出去。

  放大器的功能，即将输入的内容加以放大并输出。输入和输出的内容，我们叫做“信号”，往往表示为电压或功率。对于放大器这样一个“系统”来说，它的“贡 献”就是将其所“吸收”的东西提升一定的水平，并向外界“输出”。这一“提升的贡献”，即为放大器存在的“意义”所在。如果放大器能够有好的性能，那么它 就可以贡献更多，这才体现出它自身的“价值”。如果放大器的初始“机制设计”存在着一定的问题，那么在开始工作或者工作了一段时间以后，不但不能再提供任 何“贡献”，反而有可能出现一些不期然的“震荡”，这种“震荡”，对于外界还是放大器自身，都是灾难性的。

  射频功率放大器的工作频率很高，但相对频带较窄，射频功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。射频功率放大器可根据电流导通角的不同，分为甲 （A）、乙（B）、丙（C）三类工作状态。甲类放大器电流的导通角为360，适用于小信号低功率放大，乙类放大器电流的导通角等于180，丙类放大器 电流的导通角则小于180。乙类和丙类都适用于大功率工作状态，丙类工作状态的输出功率和效率是三种工作状态中最高的。射频功率放大器大多工作于丙类， 但丙类放大器的电流波形失真太大，只能用于采用调谐回路作为负载谐振功率放大。由于调谐回路具有滤波能力，回路电流与电压仍然接近于正弦波形，失真很小。

  除了以上几种按照电流导通角分类的工作状态外，还有使电子器件工作于开关状态的丁（D）类放大器和戊（E）类放大器，丁类放大器的效率高于丙类放大器。

  射频功率放大器RFPA的主要技术指标是输出功率与效率，怎么样提高输出功率和效率，是射频功率放大器设计目标的核心。通常在射频功率放大器中，可以用LC谐振回路选出基频或某次谐波，实现不失真放大。总体来说，放大器的评判大概存在着如下指标：

  增益。这是输入和输出之间比值，代表着放大器的贡献。好的放大器，都是在其“自身能力的范围内”，尽可能多的贡献出“产出”。 工作频率。这代表着放大器对不同频率信号的承载能力。 工作带宽。这决定着放大器能够在多大范围内产生“贡献”。对于一个窄带放大器来说，其自身设计即便没问题，但是其贡献可能是有限的。 稳定性。每一个晶体管都存在着潜在的“不稳定区域”。放大器的“设计”需要消除这一些潜在的不稳定。放大器的稳定性包括两种，潜在不稳定和绝对稳定。前者可 能在特定条件和环境下出现不稳定现象，后者则能确保在任何情况下保持稳定。稳定性问题之所以重要，是因不稳定意味着“震荡”，这时放大器不但影响自 身，还会将不稳定因素输出。 最大输出功率。这个指标决定着放大器的“容量”。对于“大的系统”来说，想让他们在牺牲一定的增益的情况下能够输出更大的功率。 效率。放大器都要消耗一定“能量”，还实现一定的“贡献”。其贡献与消耗之比，即为放大器的效率。能够贡献更多消耗更少，就是好的放大器。 线性。线性所表征的是放大器对于大量输入进行正确的反应。线性的恶化表示放大器在过量的输入的状态下将输入“畸变”或“扭曲”。好的放大器不应该表现出这 种“畸形”的性质。

  放大器有不一样，简化之，放大器的电路能由以下几个部分所组成：晶体管、偏置及稳定电路、输入输出匹配电路

  晶体管有很多种，包括当前还有多种结构的晶体管被发明出来。本质上，晶体管的工作都是表现为一个受控的电流源或电压源，其工作机制是将不含内容的直流的能 量转化为“有用的”输出。直流能量乃是从外界获得，晶体管加以消耗，并转化成有用的成分。一个晶体管，我们大家可以视之为“一个单位”。不同的晶体管不同的 “能力”，例如其承受功率的能力有区别，这也是因其能获取的直流能量的能力不同所致；例如其反应速度不同，这决定它能工作在多宽多高的频带上；例如其面 向输入、输出端的阻抗不同，及对外的反应能力不同，这决定了给它匹配的难易程度。

  偏置和稳定电路是两种不同的电路，但因为他们往往很难区分，且设计目标趋同，所以能放在一起讨论。

  晶体管的工作需要在一定的偏置条件下，我们叫做静态工作点。这是晶体管立足的根本，是它自身的“定位”。每个晶体管都给自己进行了一定的定位，其定位不 同将决定了它自身的工作模式，在不同的定位上也存在着不同的性能表现。有写定位点上起伏较小，适合于小信号工作；有些定位点上起伏较大，适合于大功率输 出；有些定位点上索取较少，释放纯粹，适合于低噪声工作；有些定位点，晶体管总是在饱和和截至之间徘徊，处于开关状态。一个恰当的偏置点，是正常工作的 础。

  稳定电路一定要在匹配电路之前，因为晶体管需要将稳定电路作为自身的一部分存在，再与外界接触。在外界看来，加上稳定电路的晶体管，是一个“全新的”晶体管。它做出一定的“牺牲”，获得了稳定性。稳定电路的机制能确保晶体管顺利而稳定的运转。

  匹配电路的目的是在选择一种接受的方式。对那些想提供更大增益的晶体管来说，其途径是全盘的接受和输出。这在某种程度上预示着通过匹配电路这一个接口，不同的晶体管 之间沟通更加顺畅，对于不同种的放大器类型来说，匹配电路并不是只有“全盘接受”一种设计方法。一些直流小、根基浅的小型管，更愿意在接受的时候做一定的 阻挡，来获取更好的噪声性能，然而不能阻挡过了头，否则会影响其贡献。而对于一些巨型功率管，则需要在输出时谨小慎微，因为他们更不稳定，同时，一定的保 留有助于他们发挥出更多的“不扭曲的”能量。

  每一个晶体管都是潜在不稳定的。好的稳定电路能够和晶体管融合在一起，形成一种“可持续工作”的模式。稳定电路的实现方式可划分为两种：窄带的和宽带的。

  窄带的稳定电路是进行一定的增益消耗。这种稳定电路是通过增加一定的消耗电路和选择性电路实现的。这种电路使得晶体管只能在很小的一个频率范围内贡献。另外一种宽带的稳定是引入负反馈。这种电路能在一个很宽的范围内工作。

  不稳定的根源是正反馈，窄带稳定思路是遏制一部分正反馈，当然，这也同时抑制了贡献。而负反馈做得好，还有产生很多额外的令人欣喜的优点。比如，负反馈可能会使晶体管免于匹配，既不需要匹配就可以与外界很好的接洽了。另外，负反馈的引入会提升晶体管的线性性能。

  晶体管的效率都有一个理论上的极限。这个极限随偏置点（静态工作点）的选择不同而不同。另外，外围电路设计得不好，也会大幅度的降低其效率。目前工程师们对于效率提升的办法不多。这里仅讲两种：包络跟踪技术与Doherty技术。

  包络跟踪技术的实质是：将输入分离为两种：相位和包络，再由不同的放大电路来分别放大。这样，两个放大器之间能专注的负责其各自的部分，二者配合能够达到更高的效率利用的目标。

  Doherty技术的实质是：采用两只同类的晶体管，在小输入时仅一个工作，且工作在高效状态。如果输入增大，则两个晶体管同时工作。这种方法实现的基础是二只晶体管要配合默契。一种晶体管的工作状态会直接的决定了另一支的工作效率。

  手机功率放大器领域是目前手机里无法集成化的元件，手机性能、占位面积、通话质量、手机强度、电池续航能力都由功率放大器决定。

  如何集成这些不同频段和制式的功率放大器是业界一直在研究的重要课题。目前有两种方案：一种是融合架构，将不同频率的射频功率放大器PA集成；另一种架构 则是沿信号链路的集成，即将PA与双工器集成。两种方案各有优缺点，适用于不同的手机。融合架构，PA的集成度高，对于3个以上频带巨有明显的尺寸优 势，5-7个频带时还巨有明显的成本优势。缺点是虽然PA集成了，但是双工器仍是相当复杂，并且PA集成时有开关损耗，性能会受影响。而对于后一种架构， 性能更好，功放与双功器集成能提高电流特性，大约能节约几十毫安电流，相当于延长15%的通话时间。所以，业内人士的建议是，大于6个频段时（不算 2G，指3G和4G）采用融合架构，而小于四个频段时采用PA与双工器集成的方案PAD。